1和差极化方式不同导致跟踪相位突变理论分析周阳辉

和差极化方式不同导致 跟踪相位突变的理论分析 通信 周阳辉 1 问题的引出 921-07任务中，卫通首次使用60ºE星圆 极化B转发器。出现如下问题： •和差通道均切换为B极化模式，方位和俯 仰中始终有一路信号极性反相。 •和差通道极化方式不一致的模式，随着地 理位置的变化，相位值发生了改变。 三个问题亟待原理上的推导： •我船模拟接收机对B极化模式校相，两轴 误差信号反相原因。 •采用数字接收机跟踪B极化模式正常，它 和模拟接收机有何区别？ •和差通道极化方式不一致时，相位值发生 突变的原因。 2 原理阐述 2.1 误差信号表示 当θ足够小时，天线偏离的大小可以近似 表示为θ，我们可以得到方位和俯仰的误差 电压可以分别表示为： 方位误差信号UAZ = Kj θcosφ， （2.1） 俯仰误差信号UEL = Kj θsinφ， （2.2） 其中Kj 为相应的增益调节系数。 2.2 差模跟踪原理 单脉冲单信道跟踪原理，主要利用了馈 源波导中主模和差模电磁场的天线方向图。 更确切地说，差模跟踪利用了天线偏离 角度θ极小时，和信号激起的主模幅度基本 不变化，差模信号幅度线性正比于偏离角度 θ，且以角度φ作为极性特性。和差信号可 以表示为： EΣ =bcosωt （2.3） EΔ =bμθcos(ωt+φ+γ) （2.4） 2.3 单通道接收机 单通道跟踪接收机将差信号经过调制或混 频等变换，抑制掉原有频率分量。然后将 和、差信号加在一起，通过一个通道传输、 变换、解调，形成单通道接收机。 优点：是合成后的信号在一个通道内传 输，和信号和差信号传输时同样放大、同样 变频、产生同样时延。(和、差信号的相对相 移不变) 3 问题分析 3.1 坐标系和公式的重新建立 大部分参考书使用的和差信号表达式。不 具有一般性。岗位人员初步推导时，利用上 述表达式，无法突破理论局限，找不出相位 变化的原因。 图4是我们重建的复平面大地坐标系，它 将信标的极化变化状态完整的表达出来。 图4 馈源喇叭接收信标矢量分解图 由此我们可以得到线极化信标和分解的 两圆极化信标的表达式分别为： E线 =bcosωt ejΦ （3.1） E左圆 =be-jωt ejβ1 （3.2） E右圆 =bejωt ejβ2 （3.3） 3.2 理论分析 3.2.1 两轴极性相反的原因 在合路网络前的和差信号分别为： EΣ =kbcos（-ωt+β1+γ1） （3.4） EΔ =kbμθcos(-ωt+φ+β1+γ2) （3.5） 差信号经过方波调制后与和信号相加，合成 后 的信号放大、变频、锁相后，变为频率ω1t的中频 信号。 锁相环将频率、相位锁定于和信号，得到用 于解调的参考源输出信号。 经过移相和反相后的参考源标准信号信号分 别为： U1(t)=cos(ω1t–β1–γ1+γ） U2(t)=–sin(ω1t–β1–γ1+γ) 其中，前项相乘，一项为直流项，一项为 高频分量，均不含有误差信号，因此可以方 便的滤除； 后两项相乘，并滤除高频分量为 kbμθcos(φ+γ+γ2-γ1），将γ=γ1- γ2代入，由此可得： U1(t)×(EΣ+EΔ)=kbμθcosφ×C(t) 同理：滤除高频分量和直流项后， U2(t)×(EΣ+EΔ)=–kbμθsinφ×C(t) 解出的信号再进入同步检波器，滤除方 波可得： n方位误差信号UAZ=kbμθcosφ n俯仰误差信号UEL=-kbμθsinφ 大多数数字接收机，它的每一路都有移 相器，或者反相器，可以智能的实现信号极 性的反转，大卫通模拟接收机只有一个可调 移相器，这导致它不能分别调整两轴相位。 针对此缺陷，921-07任务中我们设计了如下方案： 原输出为： 俯仰误差信号UEL=-kbμθsinφ （3.13） 方位误差信号UAZ=kbμθcosφ （3.14） 首先将接收机送至ＡＣＵ的模拟误差信号Ua，Ue的接线 互换，两轴的误差信号转变为： UEL=kbμθcosφ （3.15） UAZ=-kbμθsinφ （3.16） 然后通过接收机相位值的调整，即减小90°来完成到正 确状态的转换得到： UEL=kbμθcos（φ-90°）=kbμθsinφ （3.17） UAZ=-kbμθsin（φ-90°）=kbμθcosφ （3.18） 3.2.2 相位突变的原因 使用和差通道极化方式不一样的模式校相 时，和信号选B极化，差信号选A极化，在合路 网络前的和差信号分别为： EΣ =kbcos（-ωt+β1+γ1） （3.19） EΔ =kbμθcos(ωt +φ+β2+γ2) （3.20） 推理过程如上，最后得到： γ是移相器移相值，移相时必须满足： γ=β1+β2+γ1+γ2=2Φ+γ1+γ2 由上可知，接收机的移相值不但与和差 通道的相位差有关，还与线极化信标的极化 有关。由于极化角随着地理位置的变化而变 化，造成模拟接收机相位突变。 3.2.3 理论和实测数据误差的原因 极化角计算公式为 ，在江阴码 头Φ=55o，在突变点Φ’=83o，由式3.23可以得 到相位突变理论值γ−γ’=2（Φ–Φ’）=2 （83-55）=56o，与实测相位变化值有24o左 右的误差。 对于这一误差，有人认为属于系统误差。 我 们认为遗漏了一项变量是理论与实测不符的重 要 原因。当旋向不同的和差信号进入后，它们的 相 位差是反向变化，这比同向变化的双通道接收 机 的性能恶化更严重。图6是和差通道相位差的 简 易示意图， 图6 和差通道相位差示意图 将Δγ因数代入公式3.19、3.20可得到： EΣ =kbcos（-ωt+β1+γ1+Δγ） EΔ =kbμθcos(ωt+φ+β2+γ2+Δγ) 所以： γ=2Φ+γ1+γ2+2Δγ γ1、γ2因为路程较短，电缆较少，可认为 近似不变。合路后端的相位由于电缆较长（天 线到机房）、设备较多、运算环节较多，温 度、湿度等因素都会产生较大影响。 设两地的相位分别为γ和γ’，由式3.23 得相位变化量为： γ−γ’=2（Φ–Φ’）+2（Δγ-Δγ’）。 其中，2（Δγ-Δγ’）就是实测和理论的误 差所在，由此理论和实测得到了圆满的统一。 这也再次说明变量不可轻易省略。 谢谢大家